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    詳しい説明はここ
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    iPhone 用 RF アッテネーター計算ソフトです。  RF開発エンジニアに必要な、 dBm - W 換算機能をはじめ、π型やT型の ATTを 設計する上で、必要な dB値から抵抗値を算出する機能と、 E24系列の抵抗値を 使用したときの減衰量(dB)と整合インピーダンス(Ω) が表示されますので、どの 抵抗値の組み合わせがよいか検討できます。  また、正確な値を必要とする場合に2個のE24系列抵抗を並列接続して理想の値を 求める計算機能も持っています。  操作はピッカーホイールを回すだけですので、実験中でも片手で簡単に操作 できます。

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2013年5月

2013年5月27日 (月)

Tuned RF AMP 25MHz〜520MHz 回路追加

Schematics に Tuned RF AMP 25MHz〜520MHz 回路を追加しました。
 スキャナーラジオ用に開発したFETの同調式 RF アンプです。広帯域に同調するため、シリーズ接続したコイルをトランジスタやスイッチングダイオードでバンドを切り替えて、バリキャップダイオードで同調して増幅する回路です。
 一番高い周波数は 500MHz帯ですが、ダイオードではかなり電流を流さないと ON抵抗が大きくてQがとれません。ハンディの受信機ですから1mAでも電流を減らさなくてはいけないので、ここはずいぶん実験しました。トランジスタでスイッチすると調子が良いのですが、いまいちでした。RFスイッチング用のトランジスタも使ってみましたが大差なく、そこで思い切ってオーディオ用のリードタイプのトランジスタを使うとコレが、大正解。なんとトランジスターのリード線とトランジスタのコレクタ容量で直列共振するようで、ベースにコンデンサーを付けないのもこの動作のキモです。リード線がエミッタとコレクタで合わせて 10nH ぐらい、コレクタ容量が 8pF ぐらいで共振したようです。 後にこのセットをSMD部品に置き換えるときに、またこのトランジスタで苦労しました。ちょっと長めのパターンと低周波用トランジスタを使ったのですが、同等性能出すのに苦労しました。
 同調用にCMOSインバーターでコッククロフト高電圧発生回路を使って6Vから 15Vの電圧を作り、バリキャップをコントロールしています。
Rf_sw

2013年5月18日 (土)

3TR ビデオアンプ回路追加

Schematicsに 3TR Video AMPを追加しました。
かつて Digital Set Top Box 開発時によく使っていた 3Trのビデオアンプです。
電源が 12Vと余裕があるので、前段2つのトランジスタで直結アンプを構成し、最終段はエミッタフォロワーで出力電流を稼いでいます。
 図中の 1kΩのボリュームはゲインを変更するためで、画質的には固定抵抗の方が優秀ですが、明るさを合わせる等結構便利なので使っています。
初段のエミッター [1E]は入力信号と同じレベルです。ここと GND間の 220Ωに対して終段のベース信号(2段めのコレクタ)[2C]は帰還回路として1kΩのビリュームで繋がっていますので、仮にビリュームが 220Ωならば [2C]には入力の2倍の信号が現れることになります。
 入力は ICスイッチ等からDC直結の場合が多いですが、0Vよりはある程度電圧が無いと同期パルスが動作しなくなるので、コンデンサーを入れています。出力回路も12V単電源ですので220uFと大きなコンデンサーでDCカットしています。ビデオのケーブルインピーダンスは75Ωが普通なので、これくらい大きくしないと明るい画面の時に同期がとれなくなったりします。このころはまだ高速オペアンプがポピュラーでなかったので、この回路はビデオ出力に多用しました。当時はスクランブル出力に必要だったり、モニター用やVTR用にに2〜3系統必要だったりして配置も結構苦労しました。周波数特性を良くするために電流も結構流すので、熱にも注意が必要です。図中の 56pFはビデオの高域でどうしても周波数特性が落ちてくるので、それを補う補正コンデンサーです。
3trvideoamp

2013年5月11日 (土)

懐かしい部品のはなし

懐かしい部品とは

先日、水晶発振回路の実験をCMOS DIP ICを使うのに好都合なので、珍しくブレッドボードで行ったのですが、手持ちのコンデンサーは 1608の積層セラミックコンデンサーなので、実験には使いにくいのですね。それで、もう動かなくなったおもちゃのトランシバーを分解してリード付きのコンデンサーの部品取りをしたのです。その基板がこれです。
Img_0731
片面プリント基板なので部品を外すには楽ですね。ぱっと見て懐かしいと思ったのは、中央のTO-92のトランジスタの右2つのコンデンサー。紫色のカラーが塗ってあります。これは昔よく使った温度補償タイプのセラミックコンデンサーです。この紫色は N750 といって一番補償量が大きい -750ppm/℃の製品で、発振回路などによく使います。それは発振回路でコイルを使うと、温度が上がるにつれてコイルの線材が伸びて、どうしても発振周波数が下がってしまうのです。f=1/(2π√LC )なのでこれを防ぐには PLL を使うか同調のコンデンサーを温度によって小さくすれば良いのです。
 それなら普通の F特なんか温度が上がるとがくっと下がるのでいいかなと思いますが、実は温度が下がったときにも容量が落ちてしまうので、F特はダメで、やはり温度補償用のコンデンサーが重要なのです。
PLL時代には不要?
じゃないかと思うのですが、実はPLLだってあんまり発振コイルがずれてしまうと補正用にバリキャップを動かすために電圧が上昇しすぎてロックできなくなったりします。特に低い温度ではコンデンサーの容量が多く必要になって、共振回路のQが低下したり、電圧が低すぎて不安定になり、ロックしにくくなります。
 最近のチップコンデンサーではどうかなと思って調べてみると、案外少なくて 太陽誘電の温度補償用に
CH ..... 0±60ppm/℃
CJ  ..... 0±120ppm/℃
CK  ..... 0±250ppm/℃
UJ ..... -750±120ppm/℃
UK ..... -750±25ppm/℃
と実質 0 と -750 なのですがありますね。まあ、-750 があれば、CH と UJ の容量値を変えて並列合成すればよいから、今時の小さい SMDでは多くの品種を持つよりも大量生産の時代ではいいんでしょうね。
 あと左上の受信回路(2SK73が見えます)のオレンジマークのコンデンサーは N330ですね。こっちは同調回路に時々使います。ちなみにCH(NP0)のコンデンサーは黒色マーカーです。昔はやすいからといって購買が SLのセラミックコンデンサーを買いたがっても、「高周波の同調回路につかっちゃいかん!」と頑固な先輩が教えてくれました。
昔つかっていた「55D」マークの黒い455KHzセラミックフィルターや、コアの回転止めにゴムが入っている高周波トランスなんか懐かしいですね。
 実はこの基板けっこう凄いのです。裏面のパターンなんか部品配置をしっかりやらないとジャンパだらけの基板になってしまいますが、片面基板でメッキ線ジャンパー2個、リード線ジャンパ3本は驚異的です。私もかつてハンディ受信機で経験しましたが、電池で動作させる場合電池の内部抵抗による電圧降下が大きく影響するので、パターンは電流の流れるラインの取り回しが重要で、最後にどうしてもスピーカーケーブルだけはアンプの直近に穴をあけて手半田にしてもらいました。最初は基板端で出力、電源をまとめたのですが、音量を上げると発振したり不安定になったりしてずいぶん苦労しましたね。

2013年5月 1日 (水)

FETのランクのはなし

FETのランクとは

小信号の FET などにある Y とか GR とかいうランクについて考えます。バイポーラトランジスタにも同じようにランクがありますが、バイポーラトランジスタの場合は電流増幅率 hfe のランクなので、電流ゲインが違うと判りますが、FET の場合は Ids というドレインに流れる電流でランク分けしています。K30ids_2

 上図は 2SK30のドレイン電流とゲート・ソース電圧の特性表です。何本も線があるのはランク別に特性が違うからです。
2SK30の場合は
R(Red)....0.3〜0.75mA
O(Orange)....0.6〜1.4mA
Y(Yellow)....1.2〜3.0mA
GR(GReen)....2.6〜6.5mA
と色の名前で分かれています(昔はTO-92型のFET/トランジスタの頭に文字を印刷する代わりに色の付いたマーカーをつけて分類していたため、この色名での分類が標準になったのではないかと思います)。
これはゲートソース電圧が0Vのときのドレイン電流で分けてあります。
ハード的には
それではランクが違うとどのような特性が違うのでしょうか?Fet_bias
 まず右図上2例のようにソースが接地された増幅回路を考えてみます。ドレイン抵抗を 2.2k 、ゲートを GNDに 100kで接地するのでゲートソース電圧は 0Vです。ランクが Yの場合は Idss2mAなので、ドレイン電圧は 7.6Vとなります。
 ここにランク GR のものを使うと電流が増えますのでドレイン電圧は抵抗で降下して 3.2Vとなります。最初の Yランクの半分程度に成るので、下側の信号電圧マージンが小さくなります。
 次に下側2例のようにソースに抵抗を入れた場合で考えます。 Yランクの場合はソース抵抗によって電圧が発生します。ここでは0.2Vで約 1.6mA流れています。上図の特性では黄色い点で示したポイントです。ソース電圧が 0.2Vということはゲート電圧は 0V (GND)なのでゲートソース電圧は -0.2Vとなっていることが判ります。この回路は自己バイアス回路といって、バラツキで電流が増えても増えた分ゲート電圧が下がり電流を少なくして安定させる働きがあります。
 そのため、GRランクの FETを使っても電流増加分ソース電圧が増えて、この例では 0.3Vとなり ゲートソース電圧が 0Vで 4mA流れるランクですが、-0.3Vにバイアスされるので上図の特性表のオレンジ色のように電流が3mAに制限され、結果的にYランクでドレイン電圧8.5Vに設定してあった回路が、GRランクで 5.4Vとバラツキを少なくされています。
 この場合増幅率はどうなるかと考えると、上の特性表でそれぞれのポイントでのカーブの傾きが増幅率となります。上図の黄色とオレンジではオレンジの方がすこし傾きが大きいので増幅率が高くなるかもしてませんが、ほぼ同様の特性が得られるのではないかと考えられます。
 上記特性表から見ても、あまりバイアスを深くかけたところで使わなければ増幅率の差(傾き)は変わらないので、DC電圧が直接かかわる回路でなく交流信号を増幅する回路でしたら、FETのランクはあまり変わらなければ使えるし、ランクのバラツキで特性が変わってしまうような回路設計を避けた方が良いでしょうね。

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