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    エンジニア向けの16進と浮動小数点を混在して入力出来る計算機 。 Version 1.00 高機能な 16進電卓や科学計算電卓はありますが、いちいちモードを切り替えなければならず、最大の問題は16進数と小数点値を同時に使用出来ないことです。
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2012年3月

2012年3月28日 (水)

月刊誌のはなし

月刊誌とは
 トランジスタ技術とか、無線と実験とか毎月出ている雑誌ですが、

 古いことを思い出すと、トランジスタ技術は高校生の頃からとってましたが、小学生時代は「子どもの科学」、「初歩のラジオ」など、本屋さんが家まで毎月届けてくれました。当時は実体配線図がほとんどで、回路図を見れるようになったのは中学生の頃からでしょうか。アマチュア無線に興味を持ち味めた中学生から大学生まではしばらく「CQ誌」もとっていました。
 パソコン関係では、古くは「APPLEマガジン」(不定期だった)や「MAC+」などから、BNNから「MACLIFE」が刊行され、ASCIIからも 最初は「HyperLib」なるフロッピーやCD付き雑誌、そして今はたまに発行される「MAC Power」などが発行されました。PC関係では 「ASCII」・「I/O」が月刊誌で出ていました。パソコンで始めは16進ダンプのプログラムを打ち込んだり、BASICのプログラムを書いたりして当時は大変参考になりました。
 最近は情報の更新が早く、月刊では間に合わないのか、ずいぶん雑誌が淘汰されたように思います。ちょっとデザインの良い製品を載せた「RealDesign」なる2006年7月の創刊号を見つけて、気に入った月は買っていたのですが、今月号の5月号で最終号となって休刊するようです。
 かわりに最近とりはじめたのが、「AUTOCAR」でイギリスの雑誌の日本版だそうですが、20年の歴史があるそうです。2月号にプジョーの特集があったので、思わず買ってしまいました。外車のテストラン記事等比較的早く情報が載せられているようです。そしてこの本では、今月号のコラムでの以下の言葉に感心しました。「....ミニに今、必要なのは、自身のキャリアをミニの発展と完全に結びつけていけるリーダーだ。それは、有能ではあるがただ通過していくだけのBMWの経営幹部では、おそらくなさそうである。」BMWのミニ「クーパー」モデルの乱発に対する批判のようですが、日本でも本田宗一郎の後を継ぐ、SONYの革新性を継ぐ何かが出てこないのは、やはりただ通過していくだけの幹部のせいなのでしょうか?
 ただ通過していくだけの開発技術者とならないように、常に仕事に対しての取り組みに「初心に返る瞬間を持とう」と考えさせられました。


2012年3月27日 (火)

熱抵抗のはなし

熱抵抗とは
 パワー素子に欠かせないのが、電力損失から生じる熱をどのように放熱するかです。その際、検討するのがパワーデバイスの熱抵抗やヒートシンクの熱抵抗で、これによってどこまで熱損失に耐えられるか計算出来ます。熱抵抗とは発熱源(熱印加点)と放熱点(伝達点)までの熱の伝えやすさです。記号はθ(シータ)で表し、単位は ℃/W で、1Wあたり何度温度が上がるか(温度差が生じるか)を示します。
ハード的には
Thirmor
 右図で説明します。ここではデバイスの熱抵抗θjc(デバイスチップ....jジャンクションとcケースの間)とデバイスをヒートシンクに取り付ける際のシリコングリスとかグラファイトシートなどの熱伝達材料と締め付け方で左右されるθch(cケースとhヒートシンクの間)、そしてヒートシンクが空気中に放熱する性能のθha(hヒートシンクとa大気間)が記載されています。
 最初のθjcはデバイスのカタログ等に記載されています。例えば GaN-HEMT の EGNB010MK は、データーシートでは Rth として記載されています。この例では 4.5℃/W (typ)とあります。データーシートの例では3.5GHzで RFを 10W 出した時に効率は 50%程度ですから、熱も 10W出ていることになります。理想的に大気に放熱されていれば、大気温度TA 25℃としてジャンクション温度Tjは 25℃ +4.5(℃/W) x 10(w) =70℃となります。データーシートよりジャンクション温度(チャンネル温度)は最大 250℃なので、十分余裕がありますが、実際はどうでしょう。
 ヒートシンクにデバイスを固定し、ヒートシンクで放熱しますと、簡単には大気とデバイスのケース間はθca =( θch+θha) となって熱抵抗は直列合成となります。市販のヒートシンクの例を見ますと、100mm x 50mm x 12mm 程度で 10W 熱を加えたときに 50℃上昇ですから、θha =5℃/Wとなります。θch を最大 1℃/W程度に見て、θca =6℃/Wとしますと、上記の例では、Tj= 25℃ +(4.5+6)(℃/W) x 10(w) =130℃ となります。ここで気温を 40℃まで保証するとなると、145℃となります。この時点でジャンクション温度最大定格の 58% 程度ですから、問題ないと計算出来ます。ここが 80%以上になったら危ないですから、ヒートシンクを変えるかファン等で強制空冷する必要があります。
ソフト的には
 さらに正確にするためには常温や恒温槽で実際に動作させて温度を測定します。上記の例ではジャンクションまで測定出来ないので、ケースの温度(Tp)を測定して見積もった熱抵抗通りになっているかを確認します。θca =6℃/W として 10W 損失なので 60℃上昇と考えられます。気温 25℃ならば、 Tp = 25℃+60℃=85℃となっているはずですね。ここの測定でθcaの誤差を訂正出来ます。

2012年3月23日 (金)

ICOM IC700R RF AMP & MIX 回路図追加

SCHEMATICS に ICOM IC700R の RF AMPと MIX回路を追加しました。
 MK10という 2SK19と類似のFETを高周波増幅にはカスケード接続で2本使っています。1段目はソース接地、2段目はゲート接地にして発振しやすいFETの高周波特性を改善しています。HF帯の信号を多連のバリコンを使ってプリセレクタとして機能させ、手動でつまみを回すとバリコンとコイルの中のコアが移動して同調するしくみで、バンド切り替えはVCOのみで行っています。FETのゲート入力インピーダンスが比較的高いので同調回路のタップを使わず、一番電圧の高い所で接続しています。1段目のソース電圧を可変してバイアスを変えて RF GAIN調整とし、ゲートには RF AGCとして強信号時にマイナスの電圧を加えてゲインを落とすような回路です。
 ミキサーはソースにローカル信号を加える方式ですが、この部分も発振を抑えるため、中和用のコンデンサー 5PFを使っています。
Ic700r_rf

Ic700r00011
 手の凝ったバリコンとコイルの可変機構。コイルとの配線がなにか手作りっぽくて懐かしい感じがします。茶色のプリント基板も最近見ないなぁ。


2012年3月21日 (水)

ダーリントントランジスタの罠のはなし

ダーリントントランジスタの罠とは
 ダーリントントランジスタは大電流が流せて高電圧にも使え、外部出力にはもってこいのトランジスタで、TD62084など8個入ったICは便利で、LED駆動やリレー駆動等に多く使われています。
しかしながら、ちょっと困った特性があり、時々トラブルを起こします。
ハード的には
Darlinton2_3 右図はダーリントントランジスタユニットで28Vの電源を ON/OFFするためのNPNトランジスタを制御しようとした時の回路です。実はこの一見問題ない回路に罠が仕組まれているのです。動作させると、出力は ONしないか、10V程度の中途半端な出力しかしないのです。
この回路は MOS-FETのゲートにソースよりも高い電圧(36V)を加えることで、Vgs = +8V となってON する回路で、動作的にはソースフォロアーとして働いています。NPNトランジスタは ONすることでこのゲートの電圧を 0Vにしてドレイン電流を下げて、 Vgs = 0Vとなって電源OFFさせる働きをしています。このトランジスタが完全に OFF しないとゲート電圧が上がらずに電圧出力が出来ないわけです。
ではどうしてトランジスタが OFF しないのでしょうか?
 それはダーリントントランジスタ接続ではコレクタとエミッター間の ONしたときの電圧は、通常のトランジスタ1本の 0.3V程度でなく、0.9V〜1.5V程度にもなってしまいます。そのためこの電圧をそのままベースに加えるこの回路ではトランジスタが ONしっぱなしになったのです。
20120321_192942
右図はダーリントントランジスタをシュミレーションするための回路ですが、コレクタ抵抗を 100Ωとして電流を流していますが、入力には 0V/+5Vのコントロールで行っています。
この回路を動作させたのが次のグラフの赤色の線です。トランジスタがONしても 0.9V程度ありますね。
20120321_192902
これはダーリントントランジスタの2個目のトランジスタが ONするための Vbe(0.6V)が前のトランジスタのコレクタ飽和電圧(0.3V)と加わった電圧が初段のコレクタに無いと次段のトランジスタのONが確保出来ないため、この電圧になってしまうためです。
 これを防ぐにはどうしたら良いかというと、全段のトランジスタのコレクタに別電源から 0.9V以上の電圧を供給すれば良いのです。
20120321_192837
 図は全段のコレクタを 1kΩの抵抗で別々に取った回路です。この回路の特性は前のグラフの緑色の線で示されています。
ソフト的には
 最初の回路で動作させるにはどうしたら良いでしょう?一番簡単なのはダーリントントランジスタでドライブするのでなく、CMOSなどでドライブするのが良いですね。その際、+36Vからの 10kΩは不要になります。そのままで動作させるにはトランジスタの B-Eに抵抗をつけますが、計算してみると390Ωぐらいを入れないと確実にOFF出来ないようですね。


2012年3月15日 (木)

SOT-23のEEPROM

SOT-23のEEPROMとは
 SOT-23とはパッケージの種類で、幅3mm、端子ピッチ 0.95mm の5ピンパッケージのものです。
小型オペアンプや高周波デテクター、1CH入っているCMOSゲートICなどがありますが、EEPROMがあるのを最近知りました。
ハード的には
20120315_192145
右図のように5ピンなので Vcc,Vssの他に SCL,SDAで I2Cインターフェイスでアクセス出来ます。品種によっては WP (Write Protect)端子があるものもあり、Microchipでは 24LC64F ( 64Kbit)が最高容量のようです。
 通常の8ピンにある A0,A1,A2のアドレスピンが無く、すべて 内部で0に設定されている様で、小型なので数個も使う用途は無いので問題ないかと思います。
ソフト的には
 これまで、8ピンSOPでちょっと大きくて邪魔だなと思っていたメモリICが小さくなったので、設定データーやシリアル番号の保存など、ちょっとしたメモリに便利ではないかと思いました。
気になる価格は64KBitの24LC64が DigiKey で 1個50円,リール 6000個単位では@30円だそうです。
*他にPIC18Fxxx CPUのアプリケーションノートを見ていたら、I2Cのスピードで通常のスピードではバスラインのプルアップ抵抗は 10kΩで、400kHzモードでは 2kΩ にするって書いてありました。

2012年3月14日 (水)

単電源から両電源を作るはなし

単電源から両電源を作るとは
 今月号(2012年4月号)のトラ技の特集で感心したので、書いてみます。
単電源から両電源を作るにはDC/DCコンバーターでマイナスの電圧を作る方法もあるが、今回は供給される電源の中点電圧を作成して、GND端子とし±の電源を作る方法を紹介します。インピーダンスが高く、電流が少なくてよい場合は、単純に抵抗で半分で分割して、両端にコンデンサーを入れるだけなのですが、オペアンプの電源にしたり、片方を+5Vにつかって電流消費が正負で違ったりする場合は、この方法では不十分です。それならオペアンプで電流を増やしてやれば....オペアンプなら出力が 50mAぐらい取れるので、これで大丈夫と思って作ってみるとオペアンプが発振してうまくいかない場合が多いです。
ハード的には
 なぜ発振するかというと、オペアンプの出力にコンデンサーが付いていて、そのラインから帰還されて、マイナス入力に入る回路が大部分だからです。
Halfps
 この回路図で黄色いループが帰還回路になっていますが、この途中であるGND端子に大容量のコンデンサーが付いているので、オペアンプの出力負荷抵抗と100Ω、トランジスタの B-E の抵抗成分とコンデンサー 330µFx2 が LPFとなって位相が高域でズレてしまうのです。位相がズレて正帰還になった周波数で発振してしまいます。
ソフト的には
 今回、この記事を見て感心したのは「オペアンプの出力にコンデンサーをつけると発振する」で終わるのでなく、「ではどうしたらよいか?」が提案されているのです。
 この回路のピンクで示されているオペアンプ出力とマイナス入力の間に入った 1nFがそうです。ここにコンデンサーを入れることで、位相の変化を吸収して発振しなくなるようにしているそうです。
 出力にコンデンサーを入れられるにしても、オペアンプの出力には直列に抵抗(ここでは 100Ω)が必要です。このあたりの動作説明がトラ技の次のページに出ていますので、是非読んでみて下さい。
昔雑音を取ろうと出力に 1000PF 入れたオペアンプが触れなくなるくらい熱くなっていて、調べたら高周波で発振していた...なんてことがありました。「オペアンプ出力にコンデンサーは発振する」は名言です。


追記です==================================

実際に4トラックカセットマルチレコーダーに使われていた回路を紹介しました。

単電源から両電源を作るはなし2

---------------------------今月のトラ技-----------------------------
トランジスタ技術 (Transistor Gijutsu) 2012年 04月号 [雑誌]

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もっとシンプルな回路で作りたい人は
9V->±4.5V変換電源回路 をチェックください。

2012年3月 9日 (金)

Active Loop Filterのはなし2

Active Loop Filterとは
 PLLの位相比較器からの信号をVCOの可変周波数デバイスにコントロール電圧を送るためにフィルタリングするフィルターで、今回はアクティブ素子を使った回路を検討してみます。
ハード的には
20120309_145927
 右図はアクティブフィルターの回路例で、オペアンプの入出力に1KΩと0.015µFのLPF(ラグフィルター)が入った回路ですが、帰還のラインの R4に直列に 0.15µF が入っています。このコンデンサーで低域のLPF(積分回路)となっていますが、実は PLL回路に使われているこのようなフィルターは、ゲインの周波数特性だけでなく、位相の周波数特性が重要になっており、そのための重要なコンデンサーなのです。
1)普通のゲイン1倍の増幅器では..
 仮にC1をショートしてOPアンプ回路を増幅度1の反転アンプとしてみましょう。このときの特性が次のシュミレーション結果です。
20120309_145407
 ゲインは1倍で、赤色のグラフで示されていますが、2つのLPFによって高域がきれいに減衰してゆきます。位相のグラフは緑色の線で、100mHzで180˚の値が、200kHzあたりで 0˚になるのがわかります。
 ここで重要なのが、反転増幅器で 180˚位相がズレたループ系が、200kHあたりでは 0˚で正帰還のアンプになってしまうことです。このフィルターをPLLで使いますと、たとえば周波数設定が変わって位相比較器が大きく変化した時に正しいステップ応答をせずに、200kHzのリンギングが出てしまい、最悪200kHzで発振したりします。なんとか減衰量を取ろうとして2段LPFを入れたのが裏目に出て、発振する回路になってしまいます。
2)コンデンサーを入れて、低域の変化をつける。
 次が、回路図の通りのコンデンサーを入れた特性です。
20120309_145504
 ゲイン特性は青色のグラフのように低域で1000倍にもなり、ゲインが増えます。しかしながら、100kHzあたりの減衰量は変わらず、このあたりが基準周波数になるように設定すれば、クロックスプリアス除去性能は変わりません。
 ここで、重要なのが位相特性です。低域の位相が約90˚程度で、1kHz付近で +80˚、1MHz付近で -110˚とDC域からの位相差は反転しないので、発振しにくくなるのがわかります。
ソフト的には
フィルターの通過帯域を広げた方が応答速度を上げることができますので有利ですが、リファレンスクロック除去のために減衰特性を上げようと、段数を増やすと位相ズレから発振のトラブルに会いやすくなります。PLLの安定度や位相ノイズ除去特性を考えて設計するには、このようなアクティブフィルターの方がゲインや位相の余裕度で近年多く使われるようになっています。

2012年3月 5日 (月)

各社PLLループフィルター回路

SCHEMATICSに各社PLLループフィルター回路を追加しました。
1番目の KENWOOD TS-830 はエミッタフォロアーで入力インピーダンスを高くした後にダーリントントランジスタ接続で電流増幅率を稼いだ反転増幅回路になっています。この出力からエミッタフォロアーの入力に帰還されループフィルターを形成しています。
2番目の ICOM IC710の回路はオペアンプを使った一般的なもので、オペアンプに±8Vの電源を使い、入力と出力に比較的時定数の短いCRのローパスフィルタ、帰還として 0.2µFと5kΩ程度の抵抗で大きめの時定数をつくっています。
最後の YAESU FT-757ですが、アクティブ素子を使わない CRのローパスフィルター(ラグフィルター)に 0.47µF と 470Ωで大きめの時定数を作ったラグリードフィルター回路を使っています。
Vco_filters
関連項目-------------------------------------------------------
PLLのはなし
チャージポンプのはなし
IC-710 PLL & VCO回路


2012年3月 4日 (日)

FUKUSHIMAレポート届く

FUKUSHIMAレポートとは
以前のFkushimaProjectのはなしで賛同してSDOTECKとして寄付して出来た本がもう発売になっていて、それを知ってさっそく Amazonに注文し、今日届きました。Img_0537
 内容は結構豊富でまだすべて読み切れませんが、「東電が最終的な冷却系の隔離時冷却系が動いて炉心をコントロール出来ている間に海水注入せず、ベントを遅らせ炉心溶融させたことが、放射性物質汚染拡大に至ってしまった..」ことが明確に書かれています。その中でまだ心配な点が、現在でも「隔離時冷却系が止まるまで、ぎりぎりまで圧力を上げてベントし、海水注入する」ことがマニュアルに残っていて、このままだとまた福島が再現してしまうことです。
 また、これからの点ではチェルノブイリ・スリーマイル事故があった後も「遠い国の話」で済まされ、結局は原発が広げられてしまった過去を繰り返さないように、今回特に新興国が福島を「遠い国の話」で済まされて、やがて原発を全世界でまた広く導入してしまう恐れがあるとの意見は、今後の日本の責任を重く受け止めたいと思いました。


Amazon FUKUSHIMAレポート〜原発事故の本質〜
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2012年3月 1日 (木)

省電流UHF VCO回路追加

UHFのVCOとリップルフィルター回路をSCHEMATICSに追加しました。
もう15年以上前の業務用の無線機のVCOですが、UHF帯域ですと、ともすると安定に発振・増幅させるために1つのトランジスタに数10mAも電流を流して使うことも多いので、VCOは結構電流を食うものですが、この回路はバッファアンプを直流的にはシリーズに接続して電流を1本分でまかなっている省電流に工夫された回路です。
 発振部はクラップ発振回路でバリキャップを2本並列にしていますが、コイルのQを高めるために High-C の同調回路を構成しているようです。電源はおきまりのリップルフィルターですが、簡単で効果の高い回路です。
 電源のデカップリングコンデンサーが 0.001µFと 300PFをパラに使っているのは、UHF帯域でのインピーダンスが 300PFが効くことを狙っているようですね。
Uhf_vco2


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