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2011年4月

2011年4月27日 (水)

PowerMOS-FETのゲート電圧のはなし

PowerMOS-FETのゲート電圧とはHighside
Power MOS-FETはバイポーラトランジスタに比べてスイッチング速後が早く、ON抵抗も低いので大電力のスイッチングによく使われていますが、RFパルスアンプなどの高効率化にドレイン電圧をスイッチする用途などに使った場合に、思ったよりスイッチング速度が出なかったり、出力波形がなまっていたりします。
ハード的には
 図はハイサイドスイッチの項で書いた回路ですが、以前バイポーラーからMOS-FETに変更して実験した際のことで、出力にきれいなパルス出力を期待して設計してみた後、実験してみると早いスイッチング速度では、なんだか波形がなまってしまっています。
Gateview
ゲート電圧をオシロスコープで観測してみてビックリで、とても矩形波で駆動しているとは思えない波形がありました。 今考えてみると、以下そもそもの基本を理解していなかった点をあげられます
1) POWER MOS-FET は小さな FETを多数並列に集積したデバイスであること。よってゲートも並列に繋がっているので、結果としてゲートとソースの間に、電流は流れないが、大きな容量のコンデンサー成分があること。
2) ゲートとソースだけでなく、見逃すのがゲートとドレイン間の容量も結構あること。しかも悪いことにゲートとドレイン間の容量は ON/OFFによって電圧が変化するため、高速スイッチングでは影響が無視できない。
 特に 2) の点は重要です。図の Vgの波形を見て下さい。この回路では P-CH MOS-FETをドライブするのでゲート電圧(Vg)を電源電圧から GNDの方向に電圧を下げると ONするのですが、ゲート電圧がいちど下がってからまた上がっているポイント(左側の矢印)に注目下さい。これはゲート電圧が下がって FETのソース・ドレイン間が ONになったとき、いままで高かったゲート・ドレイン間電圧が下がるのでこの間の容量が増え、またドレインが0Vだったのが Vcc近く上昇した影響でゲート電圧がこの容量でつられて上昇した現象が、このような波形として現れているのです。ドライブ側のインピーダンスが十分低ければ、この影響は少ないですが、ゲート電圧が下がっているのは確かなので、結果としてON抵抗が大きくなっていますので、負荷が重かったりすると出力電圧が下がったりします。
 ONする特性を重視する場合には、R2に並列にコンデンサーと抵抗を直列にしたものを追加します。ON時にはコンデンサーが0Ω相当になりますので、直列した抵抗とR2の並列抵抗でゲートをGND方向にドライブするので、早い立ち上がりが期待できます。コンデンサーの容量はスイッチング速度によって変えますが、あまり大きいとコンデンサー自身のチャージで効果が弱くなります。
 OFF時にも同様にドレインが0Vになる過程で波形が乱れています。
ソフト的には
 ドレインスイッチングには遅れが出たり,なまること前提で早めにONしたりして影響が出ないようにします。RFデバイスによってはOFF時に電圧が下がっていく途中で不安定になり発振したりする場合がありますので、OFF特性が重要な場合は図の回路ではゲートにたまった電荷を消すには R1を小さくする対策が有効です。
参考図書------------------------------------------------------------------



2011年4月26日 (火)

ハイサイドスイッチのはなし

ハイサイドスイッチとは
 MOS-FETなどで負荷をドライブする場合、負荷のGND側をON/OFFする場合がありますが、負荷に電流を供給する電源側でON/OFFする場合、電圧がHighの部分を入り切りするので、ハイサイドスイッチと呼ばれます。
 コイルやインバーターのトランス負荷などをドライブする場合はプッシュプル出力でドライブしますが、その電源側をハイサイド、GND側をローサイドと呼んでいます。

ハード的にはHighside
 インバーターなど大規模なスイッチングの場合、専用ICやドライブトランスで駆動する場合は高耐電圧品が比較的種類の多いN-CH MOS-FET ( 2SK xxxx タイプの物)が使われますが、素子の保護のため電源側でスイッチしたい場合は回路が簡単な P-CH MOS-FET ( 2SJ XXX )がよく使われます。
 ここでは右図のような回路の定数を設計してみます。使用するMOS-FETはON抵抗が 40mΩ程度の 2SJ339を例にあげます。 この FETは Vdss = -60V なので、安全を考えてこの半分ぐらい 30V程度までなら使えそうです。コイルなどをドライブする場合に、スイッチングによって負荷からの逆起電力や共振などで思わぬ高電圧が出力端にかかりますので、耐圧には注意が必要です。ここでは GaAs-FETなどをスイッチングするので電源電圧は+12Vで設計します。
 次にこのFETがONするにはどのくらいの電圧をかける必要か見てみます。データーシートにはよく[4Vdrive]、とか[5V Switching]、などうたわれています。
このFETでは 4V Driveで、データーシートには 15A流した場合でも
Vgs = 4V で 40mΩ
Vgs =10Vで 30mΩなので 5Vあれば十分と判断します。
高い耐圧品では 10V以上が推奨されているFETもありますので、データーシートをチェックしましょう。
 次に抵抗値の算出ですが、データーシートには高速でスイッチングする測定回路があり、回路例で Gate-Source 間には 50Ωが入っています。
これで R1 = 50Ω としてみますと、ここに Vgs = 5Vをかけるとすれば
5V ÷ 50Ω = 0.1A 流れることになります。
ドライブトランジスタのコレクタ-GND間のON電圧を 0.3Vとすれば、 R2には
12V - 5V -0.3V = 6.7Vかかることになります。
それで、 6.7V÷ 0.1A = 67Ω ...≒68Ω となります。
 ここで注意が必要なのが抵抗の消費電力です。 R1は 5V x 0.1A = 0.5W R2は 6.7V x 0.1A = 0.67W となり 500mWクラスではオーバーしますので、1Wクラスの抵抗が必要ですし、2個合わせて1W以上の熱を発生しますので、基板の温度上昇も考えなくてはいけません。しかしながら、高速でスイッチングする必要がない場合はトランジスタの小電流ドライブ電流程度で計算します。
仮に5mA程度でドライブするならば、
R1は R1 = 5V ÷ 0.005 = 1kΩ となります。
R2は R2 = 6.7V ÷ 0.005 = 1.3kΩとなります。
簡易的にはゲートドライブ電圧は 5Vを越えても問題ないので R1 = R2 = 1kΩ としても問題ないと考えます。この場合 Vgs = (12v-0.3v)÷2 = 5.85V 消費電力は各々 5.85v x 0.005A=29mW となります。
ソフト的には
 もっと高い電源電圧で GaN-HEMTのドレイン電圧 +50Vなどの場合ではどうでしょう?計算上では R1は同じですね。
R2は R2 = ( 50v-5v-0.3v)÷ 0.005A =8.9kΩ となります。
チェックすべきはこの抵抗の消費電力ですが、
(50v -5v-0.3v)x 0.005A= 223.5mW となり
1/4Wの抵抗ではぎりぎりになりますね。1/2W程度にします。またMOS-FETのVDSSは 100V以上あるのは勿論ですが、見逃すのはスイッチングするトランジスターの コレクタの耐圧( Vceo )です。普通のものは 30vとか 50v程度が普通ですので、これを十分余裕のあるデバイスに変更する必要があります。

追記Highsiden
 高圧の大電流のアプリケーションでは P-CH MOS-FET の種類が少なく、N-CH のデバイスを使う場合がありますが、その際注意しなければいけないのが、+電源側接続がドレインになり、ソース出力になることです。ON抵抗が 数10mΩなので、ソースに出力する場合は電源電圧とほぼ同じ電圧になりますが、ゲートには通常、ソースよりも +5Vか +10V程度高い電圧をかけないとトランジスタが ONしません。そのため、ゲートをドライブするための別の高電圧が必要になりますが、最近のハイサイドドライバーICは、ブートストラップ回路を使ったり、自分で DC/DC コンバーターを内蔵し、ゲートドライブ用の高電圧を作る物が多くなってきました。そのような訳で、N-CH を使う場合はドライバ用の ICを使う方がよいでしょう。

2011年4月22日 (金)

ジャンル別のまとめを予定

もうBlogをはじめて1年経ちましたが、徒然に書いていた記事などをもうすこしまとめて、ジャンル別に役に立つような構成にしようと考えています。
例えばアナログの分野では
オペアンプ応用回路の設計では
フィルタ回路、発信回路、DCからの増幅回路、広帯域AMPなど用途別にインデックスつけて書いてみるのもいいかなと考えています。
高周波関連では
低雑音増幅回路、ミキサ、フィルタ回路、変復調回路、パワーアンプ、保護回路など各分野のインデックスをつけてまとめたいと考えます。
デジタル関連では
MOD-FETのドライブなど最近のMOS-FETを使う回路のまとめ
ソフトでは
I2Cや3線式通信、A/D、D/Aなどアナログや通信に関係する分野を充実させたいと考えています。
*実際に進行するのは5月連休明けぐらいかなとも考えています。
2年目のSDOTECKをどうぞよろしく。
リクエストも大歓迎です。

2011年4月19日 (火)

RS232Cのはなし

RS232Cとは
 シリアル通信の代表的な規格で、昔は電話線モデムなんてものとPCと繋いでインターネットやパソコン通信をしたので、このシリアルポートは必須だったが、最近はEtherPort が標準(WiFiのほうかも)なのであまり見かけなくなりました。現在でもUnixサーバーにログインしたり、周辺機器にはRS232Cポートでデーターを入出力するものもありますので、USB-RS232C変換器なんてものが使われます。
ハード的には
1)信号線の種類
最小単位では 送信線が TXD 受信線が RXD と共通グランド GND の3本で構成されます。場合によってはPC側が CTS( Clear to Send )「送って良いよ」とかRTS( Request To Send )「送って下さい」とか DTR(Data terminal Ready)「準備できてます」などの線が必要で、端末側でサポートされていない場合は、Highか Lowに繋がなければいけない時があります。
2)信号レベル
±12Vの電源で使われたことによって、だいたい±10V程度の信号レベルで通信しています。
実際の閾値では MAX232 などのドライバICの規格で見ると最小 ±5V Lowレベルが 0.8V Highレベルが2V程度のようです。20110419_220234レベル変換ICを使わないで、簡易的にトランジスタでドライバを構成することもできますが、あまり速いスピードはスピードアップコンデンサーなどが必要で結構難しいようなのです。2石で出来ますので覚えておくと便利ですね。基本的にドライバICはインバータータイプです。ですからマイコンでのシリアルポートの説明は通常High でスタートビットがLowとなっていますが、RS232Cコネクタでの信号レベルは通常時 -8V程度で、スタートビット時は+8VのHighになっています。ここが混迷するポイントの1つですね。
ソフト的には
RS-232Cにはスピードを示す ボーレートがあり、 300ボーとか 9,600BPSとか規定されます。最近ではもっと早いのが標準ですね。他に データー長は 7Bit か 8Bit 英語圏では 7Bit で文字を送れるのでそれで十分な場合もありました。ストップビットとかパリティビットなど設定は多いのですが、それらは他の詳しいサイトを参照下さい。8Bitでもスタートビットとストップビットは必須なので1文字送るには10Bit必要です。300BPSでは1秒に30文字、日本語だったら15文字しか送れないので、昔のパソコン通信ではいかに短く送るかが問題でした。現在も残るメールの Re: とか Fwd: なんか短縮のなごりですかね...


2011年4月14日 (木)

水晶発振子の負荷容量のはなし

水晶発振子の負荷容量とは
 はじめて水晶発振子を注文する時に周波数と大きさ(ケース)はいいのですが、「負荷容量はどうしますか?」と聞かれて困ったことがあります。水晶発振子の負荷容量について書いてみます。
ハード的には
Image8 水晶発振子を発振させる回路で代表的なものは右図のようなCMOSインバーターをつかったものが多いですが、ICの中に入っているのも同様な回路だと考えられます。
 水晶振動子は等価回路で考えるとコイルとコンデンサーが直列になったものですから、このようにインバーターの入出力に帰還のように入れて、ちょうど位相が180℃反転する周波数で発振することになります。この際水晶発振子の両端に入れるコンデンサーと、ICの入出力容量が水晶発振子の容量としての負荷になり、この値が決まっていないと他の定数で作った場合、発振させると周波数がずれてしまうことが起きます。
 代表的回路では、C1=C2=22pF程度ですので、これで計算してみますと、水晶からみてC1,C2は直列ですから、容量としては C0 = ( C1×C2)/(C1+C2) =( 22×22)/(22+22) =11pF となります。CMOSゲートの入力容量を含んだ基板の浮遊容量を3〜10PFと言われていますので、ここでは 5PFとするとこれを加算して、水晶振動子の負荷容量は 11 +5 = 16PF となります。 メーカーさんによっては「定数入りの発振回路を頂ければオッケーです」とか「使うICやCPUの型番でオッケー」なんてメーカーもあります。
ソフト的には
 発振回路の定数に関しては、RfはCMOSインバーターを閾値付近のリニア領域で使うための帰還抵抗で、330kΩ〜1MΩ程度、RdはCMOSの出力レベルが大きすぎて水晶に高電圧の負荷がかかるのを防ぐためで560Ω〜5.6kΩの抵抗を使いますが(周波数が高いほど小さくする)、あまり大きいと発振しにくくなりますので、実験時は大きくしてして発振が不安定になる値の5分の1以下になるようにしましょう。

2011年4月12日 (火)

水晶発振子のはなし

水晶発振子とは
 いわゆるクリスタル発振子で、マイコンのクロックや、時計の基準発振器に使われている水晶から切り出した振動素子です。
ハード的には
 水晶から色々な方向で切り出すと、厚み振動や、ズレ振動など交流を加えるとある周波数で鋭い共振特性を得られる。この共振振動が水晶発振の原理です。まずは切り出し方向についてはU0o6860000028b4o
 図のように色々な方向について名前がつけられているが、いちばん多く使われて有名なのが AT カットです。また、時計の基準周波数のように 32.768kHzという低い周波数がほしいけれどそのままでは大きくなってしまうので、音叉のような形に切り出して低い周波数を実現しています。(図の赤い○で囲んだ部分) また、切り出し方で振動周波数の温度特性が変わりますが、温度特性の面でもATカットが優秀です。Cvo_character_img1_2 このATカットの温度特性で特徴的なのが、温度が下がると1度周波数が上がってから下がっていく点です。この特性なので、全体的にはフラットに近くなるのですが、温度の低い-40℃で良かったからと言って、0℃や -10℃あたりを測定し忘れると、実はかなり周波数が高かった...ということもあります。この-10℃から0℃あたりは ATカットの鬼門ですね。
ソフト的には
 本当に安定な水晶発振器が必要ならば OCXO というオーブン(恒温槽)内蔵の発振器が良いですね。基本的には高いけれど最近は小さくて安い物も出てきました。しかし精密温度機器なので、出荷時の検査に時間がかかるそうで、納期が長いのが欠点です。


2011年4月11日 (月)

トラ技付録「コイルを使う人のためのお話」を読む

今月2011年5月号のトランジスタ技術はアナログ&パワー回路の特集ですが、付録の「コイルを使う人のためのお話」はなかなか良かったので、感心した部分を紹介したいと思う。
ハード的には
1)まずコイルのお話しだけで冊子にするのがすばらしい。著者はサガミエレク(株)の星野さんという方。現場の技術者のお話は大変参考になります。
2)コイルとインダクターの違いで、やっぱりコイルの方が広いという概念。電流を蓄える超伝導コイルもコイルだけどインダクターとは言わないですね...
3) 2−3章で書いてあるのがコイルの電流規格。
 (1)電流を流して発熱し、破損する限界の電流 [温度上昇電流]と(2)インダクタンスの低下が大きくなる電流値[直流重畳電流]が区別されている点。コイル業界では(1)と(2)の小さい方を「定格電流」と呼ぶそうです。確かに多少インダクタンスが減っても電流を流したい分野もあるし、これは使用する時にどちらかよく分かっていないと「壊れないけど実はインダクタンスがガタ減り」なんてこともあるという話ですね。
4)巻き数とインダクタンスの規定値では 疑問が晴れました...
コイルの巻き数の2乗でインダクタンスが増えるので、仮に7Tで 3µH として、8Tでは3.9µH,9Tでは4.7µH 10Tでは 約6.2µHとなってしまい、中間の 5.6µHが1ターンずつの巻き方では出来ないそうです。
なんかインダクタンスが飛び飛びだなーって感じはあったけど理由が分かって納得しました。
中間のインダクタンスがほしい場合は空芯コイルで作るなら 稚拙のiOSソフト FilCalc に空芯コイル計算ソフトが入っていますので、是非お試し下さい。
Filc_coil
5)あと2−10章でコイルを金属から遠ざけるとQ値が上がるという項目。Hi-Q品はコイルのボビンが基板接着面より上側という理由がここで解明されています。
6)5−2章では被覆をとらずに半田付け出来る電線もある..
 これは知っていました。便利ですが、こてがコイル表面に触って溶ける危険もありますので、注意が必要です。
ソフト的には
今回のトラ技はアナログ回路情報が満載ですね。これで950円は安い。
最近トラ技シリーズをおいてない本屋が増えて悲しいです。最近は東京に行くたびに秋葉原は中古店か本屋に通ってます。けっこう本は高いけど...

2011年4月 8日 (金)

電流帰還型OP-AMPを考える

電流帰還型OP-AMPとは
 最近の高速OP-AMPはみなこの電流帰還型が多いのだが、何が電流帰還型なのか、どうして周波数特性が良いのか調べてみた。普通のOP-AMPはオープンループの時は帯域は狭く、ゲインが1のときの周波数特性が規定されているが、ちょっと増幅度を上げるとその分反比例して周波数帯域が狭くなってしまう。
ハード的には
20110408_141934
 調べてビックリしたのだが、この電流帰還型OP-AMPというのは実は差動入力ではないのだ。図はAD8001という800MHzの帯域を持つOP-AMPだが、内部ブロックを見ると、+入力から-入力へアンプがあるだけ。他の文献でも入力部はこのようになっており、ー入力とGNDに入れる抵抗R2に流れる電流を増幅して出力に電圧変換するのが後段のアンプになっている。この電流を増幅して電圧に変換するしくみが、増幅度が周波数特性によらないアンプとなっているそうだ。全体のゲインは普通のOP-AMPのように 1+R1/R2で決まるので、外から見ては判らないのだが、実は R2のつく-入力は出力なのでインピーダンスがとても低いのである。それでこれら高速アンプの使う抵抗値は 330Ωとか 750Ωとかやたら低い値になっている。試しにR1を大きくするとゲインが増えるが、どうも周波数特性がおかしくなってくる。データーシートの後ろの方にゲイン設定の推奨値があるけれど、ゲイン2倍の時は R1=R2=768Ω で10倍にするには R1=470Ω R2=51Ω とー入力側の抵抗を下げるのがポイントのようだ。100倍で R1= 1000Ω R2=10Ωとちょっと考えられない値になる。しかしながらこの10倍以上ゲインの時はさすがに100MHzは帯域取れないで10MHz程度になるようだ。100MHzを越える広帯域には2倍程度までが実用的と考えるが、入出力バッファには適していると思われる。
ソフト的には
 定本 続トランジスタ回路の設計という本には7章にこの電流帰還増幅回路を設計・製作する例が書かれており、内部回路などが興味深かった。おってこの回路も紹介したいと思う。

2011年4月 7日 (木)

実践OP-AMP設計

OP-AMP設計とは20110407_94036
ある電圧変化を、OP-AMPを使って希望する電圧変化に変換する回路を設計してみます。
ここではRF検波器のLTC5505-2を使った場合の出力電圧をマイコンに入力するための電圧変換器を設計してみたいと思います。このICはダイオードを使った検波器でパワーメーターなどリニアな検波特性が必要な場合に使われますが、小型で安価な点が良いですが、表の出力特性を見て頂ければ分かりますが、信号が無いとにには約 230mV程度出てしまっています。さらにダイオードを使っているだけなので、入力レベルが最大+18dBmと大きく、フルスケールを得るためには+10dBm程度を使います。そのとき出力レベルは2.4GHzで1.3V程度になっています。これをマイコンの0〜5Vレンジに合わせて出力を設計します。
ハード的にはOpamp_3
 回路は右図のように2個のOP-AMPを反転増幅回路で使います。電源は簡単のため、正負5Vの電源を使用し、OP-AMPはレールツーレールの入出力のものとして設計してみます。
1)まず2つのOP-AMPのゲイン配分を考えます。フルスケール入力電圧が1.3Vですので 5V程度にするには4倍程度の増幅度で済みますので、前段を1倍、後段を増幅度を調整できる4倍程度の増幅度として設計することにします。
2)次にゼロRF入力時の230mVというオフセットをどこで調整するかという点です。オフセット調整は反転増幅回路ならば+入力の電圧を変化させるだけなので簡単です。今回は増幅度が1の前段で行います。
3)それでは設計してみましょう。検波器の信号変化を高速で検出する必要がない場合は、比較的大きめの抵抗で増幅度を決定してもかまわないので、ここではよく使う値の 10kΩをR1,R2に使い増幅度を1と設計します。
4)次にオフセットの部分の回路です。230mVのオフセットなので電源電圧 +5Vからこの電圧を抵抗と半固定抵抗で分圧して作ります。まず半固定抵抗で調整可能範囲を 150mVから 300mV程度としましょう。半固定抵抗は可変範囲が少ないので 1kΩのものを使うとすると 1kΩで 150mVの変化量なので流れる電流を計算すると0.15V÷ 1kΩ=0.15mA  5V全体で計算すると 5V÷0.15mA =33kΩ 全体で 33kΩぐらい必要です。下側R3は150mV分ほしいので 150mV ÷ 0.15mA = 1kΩ R3=1kΩ、R4は 5V-0.3V= 4.7V 4.7V÷ 0.15mA = 31.3kΩ なので E24系列ならば 30kΩがあるので R4 = 30kΩとします。この場合の変化量を計算してみます。半固定の一番下側の電圧は 5V×( 1kΩ÷( 1+1+30kΩ))なので VrefL =5 x( 1/32) =156mV 最大は 同様に 5V×( (1+1kΩ)÷( 1+1+30kΩ))なので VrefL =5 x( 2/32) =313mV となり、ほぼ満足します。
5)このときV1を検証します。 RF = 0 ( Vin = 230mV )時はオフセット調整して 0Vにします。RF=+10dBm( Vin 1.3V) のときもオフセットの 320mV引かれますし、反転するので、出力は ( 1.3V-0.23V )× -1 = -1.07V となります。
6)次に出力段を計算します。フルスケール時をA/D変換の余裕を見て 5Vでなくすこし低い 4Vとします。すると増幅度は 4V÷ 1.07 = 3.7倍です。入力抵抗R5 はよく使う値で 10kΩにすれば、R5+VR2は3.7倍なので 37KΩとなります。増幅度修正度合いを多めにすれば、 VR2= 10kΩ ,R6 =30KΩとなります。このとき増幅度は 30倍から40倍に設定できます。半固定のセンターであわせたい場合は、VR2=10kΩの半分 5kΩで計算し、 37kΩ -5kΩ = 32kΩ となりますが32kΩはないので 33kΩにします。このとき増幅度は 33倍から43倍となります。
ソフト的には
 計算すれば、オフセット抵抗などVRの手持ちによって同じ10kΩの半固定で使うことも出来ます。その場合はR3=10kΩ,R4=300kΩとなります。しかしながら300kΩはかなりの高抵抗ですから、ノイズ発生やラインインピーダンスが高くなる懸念があります。そのような場合はVR1とR4の接続点とGND間にコンデンサーを入れてインピーダンスを下げるか、半固定の可変端子側にコンデンサーをGNDに入れます。OP-AMPの入力端子に大容量のコンデンサーをいれ、不安定になった場合はOP-AMP入力側にシリーズに1kΩ〜10kΩの抵抗を入れます。
*半固定抵抗周辺設計はポテンショメーターのはなしを参照下さい

2011年4月 6日 (水)

OP-AMPの周波数帯域のはなし

OP-AMPの周波数帯域とは20110406_83449
一般に周波数帯域(BandWidth)というと性能を満足する周波数みたいに思われますが、OP-AMPなどはトランジスタのfT(トランジション周波数)と同様ゲインが1倍になる周波数を規定しています。
ハード的には
 右図はTIのOPA830のデーターシートにあるオープンループ(最大ゲイン設定時)の周波数特性の例です。このOP-AMPは250MHz帯域をうたっていますが、その時のゲインは 1倍(0dB)もありませんね。OP-AMPの周波数帯域は最大限界をうたっていると考えましょう。パルスなど矩形波を伝送するにはその周期の10倍以上の周波数帯域が必要です。 また、回路方式にも検討が必要です。20110406_83227
 図は非反転(Non-Inverting)回路と反転(Inverting)増幅回路での周波数特性の違いです。周波数特性を重視する場合、入力信号が+ピンのみに入る非反転回路の方が有利になっています。ゲインが上がると差は少なくなります。特に高速OP-AMPを使う場合は、増幅度が5倍までとか、帰還抵抗の値は何Ω以下とか指定されていますので、データーシートの回路例を参考にします。
ソフト的には
 下限周波数はどうかというと、OP-AMPの場合はDCから動作できますので、ICは大丈夫ですがAC増幅回路としてコンデンサーなどでDCレベルを切りたい場合は、インピーダンスによってコンデンサーの容量に注意が必要です。ビデオ信号などは信号周期は15KHz程度ですが、垂直ブランク周期などがあり75Ωの伝送インピーダンスである点からも47uF以上の出力コンデンサーが必要です。20110406_85914_2


2011年4月 4日 (月)

Low Active のはなし

Low ActiveとはLowact 
Lowになるほうがアクティブ入・出力回路のことで、出力回路ではオープンコレクタオープンドレインなどがその代表例です。
ハード的には
出力ではハード的に分かりやすいですが、入力回路ではどうでしょう?
図はTTLの入力回路の例です。回路は2入力NANDで通常はNAND記号で表されています。しかしながら、このTTLの動作はHigh(+5V)を与えてもエミッターのダイオードで流れずに動作せず、GND側にLowに引き込んで初めて電流が流れてLow入力となります。正確には約 820Ω程度以下の抵抗値でGNDに引き込む必要があります。この動作から回路図を正確に書くと入力がインバーターで反転されたOR回路と見る方が分かりやすいと思います。
 ORの入力にある○は反転を表す記号ですが、このように入力のアクティブ動作のHigh/Lowを表す意味でも使われます。
20110330_113954
 図はモノステーブルマルチバイブレーターですが、入力の1pin(#A)はアクティブ方向がLOWだと言うことを示す○がついています。同様に 3Pin(#CLR)もLowにするとクリアーする動作を行うことが分かります。
ソフト的には
 単なる論理の反転には4PinのQバー(上に線がある記号)を使いますが、ハード的には○をつけてどのような論理レベルでアクティブになるかを回路図的には示しています。ローアクティブのドライブにはCMOSなどでも使用可能ですし、CPUの入力回路などは抵抗でVdd(+5V等)にプルアップされて、スイッチなどでLowに落とされるように使っているのをよく見かけます。


2011年4月 1日 (金)

AC100/200V切り替えのはなし

AC100/200V切り替えとは
 商用電源は日本では 100Vで同じですが、ヨーロッパでは 220Vだったり、240Vだったりします。アメリカでは 115Vなんて変な電圧ですが、輸出用のセットを作る場合この電圧の違いが結構めんどうです。昔は電源トランスを使って電圧を下げ、12V程度にしていましたので、トランスの1次側の巻き線を切り替えて 100V/200Vに対応していました。最近はスイッチングレギュレターで広範囲入力の物がありますので、切り替えなしで 85V〜260Vが使用可能です。 ローコストの生産品では自前のスイッチングレギュレターを作る場合が多いですが、仕向け別にスイッチで入力電圧を切り替えれば、その後の対応が楽です。ここではAC100V/200Vを直流にする1次側の切り替えを考えてみます。
ハード的には
Ac_dc 回路は右図のようです。AC電源をブリッジダイオードで直流にする回路ですが、入力の片方をブリッジ回路に接続するか、平滑コンデンサーの中点に付けるかで電圧を切り替えます。
 入力が100Vのときはコンデンサーの中間に接続し、ダイオードブリッジの片側のみ利用して半波倍電圧整流として100Vの倍の電圧にします。(ACから直流にする場合AC100Vというと、これは実効値なのでピークでは片側140Vあることになります)
 200Vのときはブリッジ側に接続して 200Vをブリッジ整流して280Vに直流化します。
ソフト的には
 1次側のプリント基板上の配線パターンは安全規格上シャシーやケースなどの金属部分とある程度空間距離をとらなければなりません。取り付けネジのGNDパターンやシールドケースなど、ノイズをフィルタリングするコイル・コンデンサーからGNDの距離など注意が必要ですね。電圧切り替えスイッチへのコネクタ部分もこれにあてはまります。生産時に仕向けが分かるならば、電圧切り替えを内部の基板上にスイッチを実装したり切り替えジャンパーにするのもコストダウンの手ですね。


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